Știri - O revizuire a antenelor de linii de transmisie metamateriale

I. Introducere
Metamaterialele pot fi descrise cel mai bine ca structuri proiectate artificial pentru a produce anumite proprietăți electromagnetice care nu există în mod natural. Metamaterialele cu permitivitate negativă și permeabilitate negativă sunt numite metamateriale stângaci (LHM). LHM-urile au fost studiate pe larg în comunitățile științifice și de inginerie. În 2003, LHM-urile au fost numite una dintre primele zece descoperiri științifice ale erei contemporane de către revista Science. Noi aplicații, concepte și dispozitive au fost dezvoltate prin exploatarea proprietăților unice ale LHM-urilor. Abordarea liniei de transmisie (TL) este o metodă eficientă de proiectare care poate analiza și principiile LHM-urilor. În comparație cu TL-urile tradiționale, cea mai semnificativă caracteristică a TL-urilor metamaterialului este controlabilitatea parametrilor TL (constante de propagare) și impedanța caracteristică. Controlabilitatea parametrilor TL metamaterial oferă idei noi pentru proiectarea structurilor de antene cu dimensiuni mai compacte, performanțe mai mari și funcții noi. Figura 1 (a), (b) și (c) arată modelele de circuite fără pierderi ale liniei de transmisie pură pentru dreapta (PRH), linie de transmisie pură pentru stânga (PLH) și linie de transmisie compozită pentru stânga-dreapta ( CRLH), respectiv. După cum se arată în Figura 1(a), modelul de circuit echivalent PRH TL este de obicei o combinație de inductanță în serie și capacitate de șunt. După cum se arată în Figura 1(b), modelul de circuit PLH TL este o combinație de inductanță de șunt și capacitate în serie. În aplicațiile practice, nu este fezabilă implementarea unui circuit PLH. Acest lucru se datorează efectelor inevitabile ale inductanței seriei parazite și capacității șunt. Prin urmare, caracteristicile liniei de transmisie pentru stânga care pot fi realizate în prezent sunt toate structuri compozite pentru stânga și dreptaci, așa cum se arată în Figura 1(c).

Figura 1 Diferite modele de circuite de linii de transmisie

Constanta de propagare (γ) a liniei de transmisie (TL) se calculează astfel: γ=α+jβ=Sqrt(ZY), unde Y și Z reprezintă admitanța și respectiv impedanța. Luând în considerare CRLH-TL, Z și Y pot fi exprimate astfel:

Un CRLH TL uniform va avea următoarea relație de dispersie:

Constanta de fază β poate fi un număr pur real sau un număr pur imaginar. Dacă β este complet real într-un interval de frecvență, există o bandă de trecere în intervalul de frecvență din cauza condiției γ=jβ. Pe de altă parte, dacă β este un număr pur imaginar într-un interval de frecvență, există o bandă de oprire în intervalul de frecvență din cauza condiției γ=α. Această bandă de oprire este unică pentru CRLH-TL și nu există în PRH-TL sau PLH-TL. Figurile 2 (a), (b) și (c) arată curbele de dispersie (adică, relația ω - β) ale PRH-TL, PLH-TL și, respectiv, CRLH-TL. Pe baza curbelor de dispersie, viteza de grup (vg=∂ω/∂β) și viteza de fază (vp=ω/β) ale liniei de transmisie pot fi derivate și estimate. Pentru PRH-TL, se poate deduce și din curbă că vg și vp sunt paralele (adică vpvg>0). Pentru PLH-TL, curba arată că vg și vp nu sunt paralele (adică vpvg<0). Curba de dispersie a CRLH-TL arată, de asemenea, existența regiunii LH (adică, vpvg < 0) și a regiunii RH (adică, vpvg > 0). După cum se poate observa din Figura 2(c), pentru CRLH-TL, dacă γ este un număr real pur, există o bandă de oprire.

Figura 2 Curbele de dispersie ale diferitelor linii de transmisie

De obicei, rezonanțe în serie și paralele ale unui CRLH-TL sunt diferite, ceea ce se numește stare dezechilibrată. Cu toate acestea, atunci când frecvențele de rezonanță în serie și paralelă sunt aceleași, se numește stare echilibrată, iar modelul de circuit echivalent simplificat rezultat este prezentat în Figura 3(a).

Figura 3 Modelul circuitului și curba de dispersie a liniei de transmisie compozită pentru stânga

Pe măsură ce frecvența crește, caracteristicile de dispersie ale CRLH-TL cresc treptat. Acest lucru se datorează faptului că viteza de fază (adică, vp=ω/β) devine din ce în ce mai dependentă de frecvență. La frecvențe joase, CRLH-TL este dominat de LH, în timp ce la frecvențe înalte, CRLH-TL este dominat de RH. Aceasta descrie natura duală a CRLH-TL. Diagrama de dispersie CRLH-TL de echilibru este prezentată în Figura 3(b). După cum se arată în Figura 3(b), tranziția de la LH la RH are loc la:

Unde ω0 este frecvența de tranziție. Prin urmare, în cazul echilibrat, are loc o tranziție lină de la LH la RH deoarece γ este un număr pur imaginar. Prin urmare, nu există o bandă de oprire pentru dispersia echilibrată CRLH-TL. Deși β este zero la ω0 (infinit în raport cu lungimea de undă ghidată, adică λg=2π/|β|), unda totuși se propagă deoarece vg la ω0 nu este zero. În mod similar, la ω0, defazajul este zero pentru un TL de lungime d (adică, φ= - βd=0). Avansul de fază (adică, φ>0) are loc în domeniul de frecvență LH (adică, ω<ω0), iar întârzierea de fază (adică, φ<0) are loc în domeniul de frecvență RH (adică, ω>ω0). Pentru un CRLH TL, impedanța caracteristică este descrisă după cum urmează:

Unde ZL și ZR sunt impedanțele PLH și, respectiv, PRH. Pentru cazul dezechilibrat, impedanța caracteristică depinde de frecvență. Ecuația de mai sus arată că cazul echilibrat este independent de frecvență, astfel încât poate avea o potrivire largă a lățimii de bandă. Ecuația TL derivată mai sus este similară cu parametrii constitutivi care definesc materialul CRLH. Constanta de propagare a lui TL este γ=jβ=Sqrt(ZY). Având în vedere constanta de propagare a materialului (β=ω x Sqrt(εμ)), se poate obține următoarea ecuație:

În mod similar, impedanța caracteristică a lui TL, adică, Z0=Sqrt(ZY), este similară cu impedanța caracteristică a materialului, adică η=Sqrt(μ/ε), care este exprimată ca:

Indicele de refracție al CRLH-TL echilibrat și dezechilibrat (adică n = cβ/ω) este prezentat în Figura 4. În Figura 4, indicele de refracție al CRLH-TL în domeniul său LH este negativ și indicele de refracție în RH. intervalul este pozitiv.

Fig. 4 Indici tipici de refracție ai TL-urilor CRLH echilibrate și dezechilibrate.

1. Rețea LC
Prin punerea în cascadă a celulelor LC cu trecere de bandă prezentate în Figura 5(a), un CRLH-TL tipic cu uniformitatea efectivă a lungimii d poate fi construit periodic sau neperiodic. În general, pentru a asigura comoditatea calculării și fabricării CRLH-TL, circuitul trebuie să fie periodic. În comparație cu modelul din figura 1(c), celula de circuit din figura 5(a) nu are dimensiune și lungimea fizică este infinit mică (adică Δz în metri). Având în vedere lungimea sa electrică θ=Δφ (rad), faza celulei LC poate fi exprimată. Cu toate acestea, pentru a realiza efectiv inductanța și capacitatea aplicate, trebuie stabilită o lungime fizică p. Alegerea tehnologiei de aplicare (cum ar fi microstrip, ghid de undă coplanar, componente de montare pe suprafață etc.) va afecta dimensiunea fizică a celulei LC. Celula LC din Figura 5(a) este similară cu modelul incremental din Figura 1(c), iar limita sa p=Δz→0. În conformitate cu condiția de uniformitate p→0 din Figura 5(b), un TL poate fi construit (prin celule LC în cascadă) care este echivalent cu un CRLH-TL uniform ideal cu lungimea d, astfel încât TL să pară uniform undelor electromagnetice.

Figura 5 CRLH TL bazat pe rețeaua LC.

Pentru celula LC, luând în considerare condițiile la limită periodice (PBC) similare cu teorema Bloch-Floquet, relația de dispersie a celulei LC este demonstrată și exprimată după cum urmează:

Impedanța în serie (Z) și admitanța de șunt (Y) a celulei LC sunt determinate de următoarele ecuații:

Deoarece lungimea electrică a circuitului unității LC este foarte mică, aproximarea Taylor poate fi utilizată pentru a obține:

2. Implementarea fizică
În secțiunea anterioară, a fost discutată rețeaua LC pentru generarea CRLH-TL. Astfel de rețele LC pot fi realizate doar prin adoptarea de componente fizice care pot produce capacitatea necesară (CR și CL) și inductanța (LR și LL). În ultimii ani, aplicarea componentelor de cip cu tehnologie de montare în suprafață (SMT) sau a componentelor distribuite a atras un mare interes. Microstrip, stripline, ghid de undă coplanar sau alte tehnologii similare pot fi utilizate pentru a realiza componente distribuite. Există mulți factori de luat în considerare atunci când alegeți cipuri SMT sau componente distribuite. Structurile CRLH bazate pe SMT sunt mai comune și mai ușor de implementat în ceea ce privește analiza și proiectarea. Acest lucru se datorează disponibilității componentelor de cip SMT disponibile la raft, care nu necesită remodelare și fabricare în comparație cu componentele distribuite. Cu toate acestea, disponibilitatea componentelor SMT este împrăștiată și, de obicei, funcționează doar la frecvențe joase (adică, 3-6GHz). Prin urmare, structurile CRLH bazate pe SMT au intervale limitate de frecvență de operare și caracteristici specifice de fază. De exemplu, în aplicațiile cu radiație, componentele cipului SMT pot să nu fie fezabile. Figura 6 prezintă o structură distribuită bazată pe CRLH-TL. Structura este realizată prin linii de capacitate interdigitală și de scurtcircuit, formând capacitatea în serie CL și, respectiv, inductanța paralelă LL a LH. Capacitatea dintre linie și GND se presupune a fi capacitatea CR CR, iar inductanța generată de fluxul magnetic format de fluxul de curent în structura interdigitală se presupune a fi inductanța RH LR.